Configuraciones electrónicas típicas en drivers para LED

driver led programable IP67
Nuevos modelos de Drivers Programables
22 March, 2019

LAYRTON® fabrica únicamente drivers de altas prestaciones. Nuestra gama se compone de drivers que tanto en sus versiones IP20 e IP65/66/67 proporcionan doble aislamiento entre primario y secundario (3750V) y de las partes activas con las accesibles (carcasa).

Nuestros diseños están especialmente indicados para aplicaciones de exterior, industrial, deportiva, residencial, proyectores, campanas, túneles…

Teniendo estas consideraciones en cuenta, existen dos tipologías principales con las que se pueden conseguir las especificaciones necesarias, teniendo en cuenta las exigentes demandas existentes en valores como eficiencia, rizado, factor de potencia, protecciones, regulaciones, etc.

Topologías de configuración electrónica típica en drivers para LED

La diferenciación se basa en la parte del circuito correspondiente al convertidor de tensión DC/DC.

Topología 1:    Convertidores Flyback. Utilizados principalmente para potencias inferiores a 150W. Pueden ser de una o dos etapas, disponiendo este último tipo de un circuito dedicado para la corrección del factor de potencia.

Topología 2:    Convertidores resonantes LLC. Para todo el rango de potencia, pero especialmente para valores superiores a 150W.

 

En ambos casos tendremos, además:

  • Un filtro de entrada. Para cumplir los requisitos de compatibilidad electromagnética, tanto de emisiones radiadas como conducidas (armónicos de corriente de entrada).
  • Un circuito rectificador. Para adecuar la tensión alterna de la entrada (caso más habitual) a una tensión continua de entrada al convertidor.
  • En convertidores de dos etapas, un circuito específico para la corrección del factor de potencia de manera activa, típicamente un convertidor tipo boost, que forzará una corriente en fase con la tensión de entrada.
  • Un circuito de salida (rectificador + filtro) para adecuar la señal de salida del convertidor hacia la carga.
  • Otros circuitos: retroalimentaciones, control de micros, circuitos para la regulación, de protección, etc.

 

Como este artículo no pretende ser una guía de diseño de drivers, nos basaremos en el circuito de potencia y su funcionamiento básico.

 

Circuito con convertidor Flyback

 

En la figura 1, podemos ver el esquema simplificado de la etapa de potencia de un convertidor flyback de una etapa:

driver con configuracion flyback de una etapa con graficas de voltajes y corrientes

 

Fig.1.- Diagrama general Driver con configuración Flyback de una etapa con gráficas de voltajes y corrientes.

 

Se observa que la entrada al convertidor (ViF) es una tensión rectificada con forma de semionda. De esta manera, se puede utilizar como referencia para la formación de la onda de corriente (IP=IDS) de manera que se consiga un alto factor de potencia (compensación activa).

Ello implica que habrá una componente armónica de 100/120Hz bastante reconocible y que se reflejará en la tensión de salida Vo.

Por otro lado, en el convertidor con etapa boost (fig. 2), la entrada al circuito flyback será una onda filtrada con un condensador electrolítico, por lo que los armónicos de 100/120Hz serán de un nivel muy bajo y casi imperceptible en la forma de onda de tensión de salida.

diagrama general driver con graficas de voltajes y corrientes

Fig.2.- Diagrama general Driver con configuración Flyback de dos etapa con gráficas de voltajes y corrientes.

 

El fundamento del circuito convertidor Flyback (suponiendo dos etapas) se detalla en la figura 3 y se podría resumir como sigue:

convertidor dc dc

3.- Detalle convertidor DC/DC Flyback

El circuito consta principalmente de un transformador y un transistor MOSFET conectado en serie con su bobinado primario. El secundario tiene conectado en serie un diodo rectificador. En paralelo a la salida del diodo hay un condensador de filtrado de la tensión de salida.

Básicamente, el transistor, a través de una señal cuadrada de tensión PWM aplicada en su puerta, interrumpe de forma controlada la corriente por el primario del transformador de manera que:

 

 

  • Con el transistor en corto (VDS=0), la corriente por el primario (IP=IDS) irá aumentando linealmente (y también el voltaje en la bobina). En el secundario se induce un voltaje que no provoca corriente a la carga debido a la situación de bloqueo del diodo en serie (véase por la convención de puntos que la tensión inducida en el secundario es de sentido inverso a la del primario).
  • Cuando se abre el transistor, los voltajes en primario y secundario se invierten (el primario deja de ser “carga” y pasa a ser “generador” para mantener la corriente) y el diodo deja pasar la corriente al condensador y a la carga. Por supuesto para ello el bobinado primario debe tener un circuito por donde descargar su energía.
  • Por lo tanto, cuanto mayor sea el tiempo con el transistor cerrado, mayor será el nivel de tensión alcanzado. Así la regulación del voltaje de salida actuará sobre ese tiempo para mantener los valores de salida constantes independientemente de la carga o el nivel de entrada dentro de ciertos límites.

 

Una de las principales limitaciones de este tipo de convertidor está principalmente en el comportamiento del transistor MOSFET durante la conmutación.

Al conmutar el transistor a ON (ponerse en corto), el voltaje en el mismo es VDS=Vin con un voltaje superpuesto provocado por la resonancia del condensador parásito del transistor y la inductancia del primario del transformador (Res2). Ello provocará pérdidas, y una limitación de la frecuencia a utilizar.

voltaje en el mosfet vds resonancias y zona de disparo con zvs

Fig.4.- Voltaje en el MOSFET Vds. Resonancias y zona de disparo con ZVS.

 

Este efecto se puede reducir a través de la identificación de los mínimos de la forma de onda de la tensión, que incluso pasarán por cero, y sincronizando el disparo del transistor en ese momento. El diseño del circuito deberá adecuarse a la optimización de este procedimiento, denominándose Flyback QR (quasi-resonante). Ver Fig. 4, gráfica derecha donde le transistor se conmuta en el momento donde su voltaje está más cerca de cero.

Otro inconveniente de este sistema es que tenemos unos picos de voltaje en la desconexión debido a otra resonancia (Res1) entre la inductancia de fugas del transformador y la capacidad parásita del transistor. Así, al abrir el transistor, el voltaje en los terminales del mismo será la combinación de:

  • El voltaje en la entrada del circuito. Peor caso cuando la red esté en el punto máximo.
  • El voltaje inducido en el primario por el bobinado secundario, por el que está circulando corriente.
  • El pico de tensión provocado en el primario como consecuencia de que se está intentando cortar de manera brusca una corriente por una inductancia. Este pico se limitará en lo posible con un circuito de descarga en paralelo (snubber).

Circuito resonante LLC

Cuando aumentamos la potencia de los drivers, cobran especial importancia las pérdidas en la conmutación de los transistores en alta frecuencia. Trabajar en AF es una prioridad en potencias altas puesto que nos permite reducir el tamaño de los componentes pasivos (inductancias y transformadores), aumentando así la densidad de potencia y reduciendo las pérdidas.

En este caso estará especialmente indicada la topología resonante LLC, que como veremos a continuación dispone de dos transistores (en su versión semipuente) en lugar de uno y además un circuito auxiliar de inductancia y condensador que, aunque tendrá unas pérdidas propias no existentes en la topología flyback, proporciona la posibilidad de trabajar en conmutación de una manera más eficiente. Tanto, que incluso compensa esa pérdida en los componentes pasivos auxiliares.

driver con configuracion semi resonante con detalles de voltajes y corriente

Fig.5.- Diagrama general Driver con configuración semi resonante con detalles de voltajes y corrientes.

La clave del funcionamiento en configuración LLC es que la corriente circulante por el transistor será de tipo básicamente senoidal puesto que el resto de componentes están filtradas. Así, aunque en el MOSFET se genera una onda cuadrada de tensión (igual que en un flyback de dos etapas y generada en el boost), al estar aplicada a un circuito resonante sintonizado a su componente fundamental, resulta una corriente prácticamente senoidal.

Este efecto permitirá un disparo ZVS (Zero Voltage Switching) de maneral que los transistores dispararán cuando su voltaje VDS sea prácticamente cero. El proceso lo podemos ver en detalle en la figura 6 donde se detalla el paso de conducción de Q1 a Q2.

sinusoidal wave of current through the resonant tank and zvs

Fig.6.- Forma de onda de la corriente en el circuito resonante y ZVS (desconexión de Q1+deadtime+conexión de Q2).

Una vez Q1 deja de conducir (se supone corriente en la parte positiva de la onda senoidal) la corriente por el circuito resonante se mantendrá en un primer momento (1) a través de la descarga de CP (capacidades parásitas en el circuito). Una vez descargado, el diodo en antiparalelo DQ2 se polariza en directo y sigue manteniendo el signo de la corriente (2). Ahora es cuando el voltaje en el MOSFET es igual a la tensión en directo del diodo (despreciable) y se realiza la conmutación. Posteriormente el MOSFET cortocircuita al diodo (IQ2)

Hemos indicado que, antes de que este diodo se polarice en directo, la tensión del MOSFET que va a conmutar se mantiene por un tiempo muy corto debido a sus componentes parásitas (capacidades), por lo que hay que esperar a su descarga antes de la conmutación. Ello se consigue insertando un tiempo “deadtime” de espera entre la desconexión de un transistor y la conexión del otro.

Debemos recordar que estos comportamientos que hemos descrito son estándar y válidos para entender el funcionamiento básico y pueden varían según las tensiones de entrada y el nivel de carga a la salida.

 

Rafael del Águila

Engineer-Export Manager

raguila@layrton.com